多通道熱電阻精密測量的設計與實現

摘要:在長線傳輸的多通道熱電阻測量過程中,長線傳輸帶來的附加誤差和電路工作環境變化帶來的附加誤差遠遠超過了要求的誤差。文中提出的四線制電阻信號傳輸解決了長線傳輸帶來的附加誤差;自校正電阻測量法是通過比較三組測量信號的相對大小求得待測電阻值,該方法的優點是可以抵消測量電路中的漂移影響,從而保證在較惡劣的外界環境下能取得較高精度的測量結果。該方法已在實際應用中得到驗證。
在自行設計的多點溫度測量系統中,要求溫度監測點6個,測量范圍:0℃~+50℃,分辨力:±0.1℃，精度:±0.2℃。通過傳感器的比較,采用精度高、穩定性好、回差和重復性誤差都很小的Pt100鉑電阻傳感器為測溫元件,若達到0.1℃的溫度分辨力0.2℃的精度，電阻測量的分辨力需小于0.025Ω、精度小于0.05Ω。
　　在傳感器安裝過程中,需要配置最長達60m的引線,引線電阻及引線長度的離散性遠遠超過了給定的精度的要求,同時測量電路工作環境的溫度也在發生變化,測量電路漂移的影響尤為突出。要達到上述測量指標,必須采取一定措施。本文提出一種基于“四線制電阻信號傳輸和自校正電阻測量法”的測量方法,能有效克服引線和漂移的影響,取得了較好的測量效果。
1.熱電阻測量誤差分析
　　熱電阻常規測量方法是通過施加恒定的電流將電阻值變為電壓進行測量、測量方法如圖1所示,這種測量方法有多種誤差來源。
 
1.1引線問題
　　如圖1所示,R為待測熱電阻,r為ui引線電阻,如果用兩線制傳輸,則測得的總電阻為：
Z=ui/I=R+2r
　　從上式中可以看出,用兩線制傳輸傳輸,會帶來2r的測量誤差。測量系統中用的傳輸線每米電阻為0.061Ω,2r為0.122Ω。該系統中測量元件(熱電阻)與測量電路連線較長,該系統需要配置最長達60m的引線，系統中鉑電阻每變化1℃時的電阻變化約為0.398Ω左右,引線每變化1m,會帶來0.3℃的測量誤差,所以必須消除引線電阻帶來的誤差。
1.2漂移問題
　　系統要求測量裝置具有很高的環境適應性,其測量電路的漂移就顯得尤為突出。系統要求,溫度分辨力為0.1℃,對應Pt100的阻值變化約為0.04Ω。取恒流源為0.5mA(此值必須適中,過大則電阻的自發熱不能忽略;過小則電阻上電壓信號小,影響輸出的信噪比),該電流在0.04Ω的壓降為0.02mV。這就是系統在輸入端所要求的分辨力。
　　假設環境等因素引起的恒流源的變化為△I,對應Pt100上的電壓變化△V=R△l≈100△/(Pt100的.電阻按0℃時的中間值100Ω估算)。為保證系統的精度要求,在整個使用環境條件下,必須有△I<△V/R=0.0004mA,即恒流源的變化必須滿足△I<0.4μA。顯然這個要求是相當苛刻的。
　　事實上，測量誤差還必須考慮其它環節的影響。如測溫元件的長引線電阻變化對恒流源的影響;放大及信號調理電路中,運算放大器的失調電壓、放大倍數以及零點電壓的漂移;后級的AD轉換器的漂移等以及電源電壓的變化等[5]。最終對電路元器件的要求將會更加苛刻。如果采用圖1方案,則只有全部使用精度很高、溫漂極小的元件,才有可能滿足系統的測量精度要求。這在工程上實現起來有一定的難度。
2四線制電阻信號傳輸和自校正電阻測量法
2.1四線制電阻信號傳輸
　　圖2所示為四線制接線法的電阻測量電路,其原理是電流源走2條線(對應的節點Hc、Le),回饋的電壓信號走2條線(對應的節點Hp、Lp)。因為電壓回饋線不流電流,因此外接引線沒有壓降。輸入的電壓信號只是熱電阻兩端的電壓,消除了引線電阻造成的影響。
 
2.2.6通道自校正熱電阻測量原理
　　在電路漂移存在的情況下,利用其變化緩慢的特點,通過對3個電阻的3個測量值的比較,可抵消漂移的影響。
 
　　如圖3中,R1、R2為精密標準電阻,R3~R8為6個待測熱電阻,恒流源同時向8個串聯的電阻供電，電路中8個電阻上的信號電壓通過模擬開關的切換,分時送給同一個放大調理電路,信號處理后輸送至A/D轉換器及微控制器。設對應于R1、R2通路輸出的A/D結果為D01、D02,R3~R8為6個待測熱電阻通路輸出的A/D結果分別為Doa~D&，為書寫方便,簡記為DoT,則有:
D01=K1×R1+D1ƒ
D02=K2×R2+D2ƒ
DoT=KT×RT+DTƒ
　　式中:K1、K2、KT分別為從電阻加載電流源變為電壓信號、經調理電路至A/D轉換結果中的比例系數;D1ƒ.D2ƒ、DTƒ分別為經調理電路至A/D轉換結果中的零點(包括漂移部分)。因為整個處理過程為線性處理,所以A/D轉換結果與電阻可以用上述表達式。
　　信號傳遞通道中的模擬開關,因為其后續部分為輸入阻抗非常大的儀表放大器,因而開關上幾乎沒有電流只傳遞電壓信號，經過每個電阻(R1、R2R3~R8)的電流相等,且其導通電阻本身及其不均勻性的影響都可忽略;每個電阻(R1、R2,R3~R8)經模擬開關后的后續電路是同一個電路,而后續電路的參數及電流源的大小在短時間(秒級)內是不變的,即:K1=K2=KT;D1ƒ=D2ƒ;=DTƒ;由測得的A/D值D01、D02、D0T可解出:
 
　　顯然,RT只取決于測量結果的相對值，漂移對測量的影響被抵消了。可見,此方法對整個電路的漂移都具有實時的自校正功能。與其它具有溫度補償功能的測量方案[1.]1相比,它不需要測量儀器的環境溫度,也無須進行復雜的軟件計算,且電路簡單、調試方便,因而更具實用性。
　　上述電路中采用了“四線制”接法克服了長引線電阻帶來的誤差。
3.6路熱電阻測量的實現
3.1測量電路與計算處理
　　如圖3,R1、R2采用精度為±0.01%、溫度系數為+2ppm的標準電阻,即使工作環境溫度有±30℃的變化,相應阻值變化也僅有0.006%,可忽略不計而視其為已知的常數。其他模擬電路中均選取常規元器件;8x2模擬開關選用ADG507;A/D轉換器選用16位帶數字濾波功能的AD7715，其非線性誤差為0.0015%;微控制器選用P89LPC935。按照公式:
 
　　在程序計算中,熱電阻計算至0.001Ω公式中前半部分具體計算公式為20000x(D0T-D01),再除以(D02-D01),公式中后半部按100000處理,這樣就保證了計算精度。
3.2測量誤差分析
根據公式:
 
　　A/D轉換器為16位，其非線性誤差為0.0015%,由a所引起的測量誤差比上述的誤差小一個數量級，予以忽略。
3.3測量結果
　　為了進行對比做了兩種試驗:
(1)先在室溫(25℃)下用標準電阻替代待測電阻(Pt100)對電路進行校準。將測量電路部分放在恒溫箱內,不采用校正法的公式,直接讀取每一路的A/D轉換值。恒溫箱溫度從25℃~50℃變化,讀出的A/D轉換值漂移很大,折合電阻值變化最大為0.5Ω。
(2)先在室溫下用標準電阻替代待測電阻(P1100)對電路進行校準。將測量電路部分放在恒溫箱內,恒溫箱溫度從25℃-50℃變化，采用校正法的公式進行計算,讀出的電阻值如表1所示,最大誤差小于0.02Ω。表中.的數據選取的是6路中誤差最大的一路數據。
 
　　實驗數據表明，直接測量法受環境影響很大,其測算出的數據誤差很大，不能滿足精度要求;而同樣的核心電路,經過三電阻法的自校正處理，測量結果受環境影響的程度得到很大修正,可滿足系統測溫的要求。
4結語
　　在設計的測溫系統中,熱電阻采用四線制連接,測量電路采用基于自校正思想的三電阻測量法,在.對測量數據的處理上,采用分段線性化的方法解決Pt100的非線性問題,同時配合數值濾波等軟件處理。整個系統滿足分辨力為±0.1℃、精度為土0.2℃的設計要求。該測溫系統在中微子探測器穩定性監控技術研究中得到了實際應用結果表明,系統工作穩定可靠,滿足設計要求。